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电流型高电压隔离开关电源

鏃ユ湡;2019-09-26  鏉ユ簮锛毼粗  浣滆咃細admin

  浙江大学电气工程学院硕士学位论文 电流型高电压隔离开关电源 姓名:邓佳佳 申请学位级别:硕士 专业:电力电子与电力传动 指导教师:吕征宇 20080501 浙江大学硕士学位论文 摘要 本课题为电流型高电压隔离电源,它是基于交流电流母线的分布式系统,能 够整定短路电流,适应高电压工作环境的隔离电源。本论文介绍了该课题的应用 场合,简要介绍了分布式系统的种类及各自优势,以及已有的电流型副边稳压电 路相关的研究成果,并在此基础上提出了本课题的研究目标。 本篇论文主要针对课题方案的三个方面进行论述,分别阐述如下: 一,母线电流产生系统与电流型副边开关电路的匹配问题,包括各部分电路 的功能介绍、电流型副边开关电路的小信号等效电路的建模、高电压隔离变压器 及磁元件的选择; 二,模块体积小型化有利于高压部件的设计安装和EMS防护。为了省去体 积较大的辅助电源部分,本课题采用了副边电路自供电的方式。在低压自供电方 式下,利用比较器、TL431等器件产生多路同步三角波以及开关驱动PWM脉冲。 对自供电方式下的三角波振荡器进行比较,并对三角波振荡器电路模块进行了建 模以及系统反馈补偿; 三,在本方案中实现了电流源拓扑的同步整流技术,利用PMOS管替代续 流二极管,减小了电路的损耗、散热器的使用以及模块的体积。 本篇论文对本课题设计的核心部分进行了比较详细的介绍和分析,具体的参 数计算方法也一一列出。最终,论文以研究目标为方向,通过一系列的改进措施, 基本实现了课题要求。 关键词:电流源高电压隔离 自供电同步驱动同步整流 浙江大学硕士学位论文 Abstract This paperpurposes allisolated high voltage currentsourcepowerconVener.Itis adistributed powersystem,based ontheACcurrent bus,capable settingshort-circuitcurrentand working high—voltageisolation purpose.Theapplication situationoftheconveaer'differenttypes andtheiradvantages ofdistributed power system andtherelativeresearcheson secondarysidecurrentsource voltagepower supply introduced.Consideringall ofthese,themain purpose ofthisresearchis developed,mainly focusesonthe following three aspects. First,buscurrent generatingsystem secondarysidecurrentSOl/Ice voltage supply circuitshouldbewellmatched.Introducethefunctionsofeach part,module secondaryside switching circuitbasedon small signal,give choosinghigh-voltageisolmiontransformersand magneticcomponents. Second,inordertoreducethevolumeofthewhole module,benefit theEMS protecting andthe design installingofthe high-voltageparts,thisapplication uses secondarysideself power-up methodto get ridofthe redundancy assistant power supply.Then combinethe comparer andTL431 generatemulti-pathsynchronoustriangular waveandPWlVl switching signals.Alsocompare thedifferencesand applicationoccasionsofseveralself power-uptriangular wave generators,module wholecircuit.Atlast,thisapplication introducesthecurrentsourcesynchronousrectification technique,replacingfreewheeling diodewith PMOS,reducing thelossandthesizeof theradiatorandwholemodule. This paper introducesand analyzes thecore parts ofthe application indetail, givesthe specificparameters andthe calculating method.And basically achievethe requirement ofindustrialuse. Keywords:Current Source High-Voltage Isolation Self-Power SynchronousPWM Synchronous Rectification II 浙江大学硕十学位论文 第一章 概述 1.1 电流型高电压隔离电源研究背景 1.1.1 高电压隔离技术 近十几年来,各种高压电力电子装置大量出现,许多场合,特别是电力电子 在电力系统中应用,均需要为其中的电力半导体开关提供大量的高压侧的驱动电 源,另外大量高压侧的传感器也需要高压隔离辅助电源。高电压的工作环境要求 这些辅助电源应该具有足够的电压隔离强度以保证工作人员的人身安全、设备的 安全可靠。 这一需求随着信号的光隔离技术推广而变得更为迫切——光隔离虽然能够 提供优良的信号隔离,但在高压端仍然需要可靠的辅助电源。目前常规的高压隔 离辅助电源技术,在成本、复杂性、可靠性、隔离电压水平等多方面尚不能令人 满意。 论文结合高压电力电子装置——100kV电力系统短路限流器的试制,研究一 套具有高电压隔离强度的分布式二次电源以满足大量晶闸管所需要的驱动电源。 该高压隔离电源同样能够做为IGBT、IGCT的高压、超高压隔离驱动辅助电源。 现有的隔离技术主要可以归纳为以下三种:光耦合技术、电感耦合技术、电 容耦合技术。 光耦合技术是在透明绝缘隔离层进行光传输,以达到隔离的目的,比如利用 空气间隙进行光传输。光耦合技术主要是将信号转换为电流来驱动发光二极管 (LED),光传输后将光信号转变为电流输出。一个光耦合器件最大信号速率取决 于LED开启和关闭的速度。输入至输出电流传输比(CTR)是光耦合器件一个非 常重要的参数。其LED一般要求输入电流为lOmA进行高速传输。CTR对驱动LED 的电流以及由光电晶体管产生的电流进行调节。然而,随着时间的推移,LED变 得更为低效,产生相同等级亮度以及相同等级光电晶体管输出电流要求更多的输 入电流。 光耦合技术主要优点在于光对外部电子或磁场存在抗干扰性,而且,光耦合 浙江大学硕士学位论文 技术允许使用恒定的信息传输。其不足主要是传输速度限制、功耗以及LED老 化,需要辅助隔离电源。 电感耦合技术是使用两个线圈之间变化的磁场在一个隔离层上进行通信。最 常见的电感耦合技术就是变压器。它的磁场大小取决于原边和副边绕组线圈匝 数、磁芯结构、磁芯介电常数以及电流振幅。 电感耦合技术的优点之一是可能存在有利的共模差异和差分传输特性。经过 精心设计的变压器允许噪声和信号频率重叠,变压器就会呈现出噪声高共模阻抗 和信号低差分阻抗。另一个优点是,信号的能量可以达到近100%的效率进行传 输,从而使低功耗隔离变压器成为可能。电感耦合技术主要缺点是容易受到外部 磁场(噪声)的磁化。工业上通常要求对变压器进行磁场隔离。 电容耦合技术是在隔离层上采用一个不断变化的电场进行信息传输。各电容 器极板之间的材料是一个电介质隔离器,并形成隔离层。极板的尺寸、极板之间 的间隔和电介质材料等都决定着该隔离层的电气性能。并且,电容耦合技术仍需 要提供辅助隔离电源。使用电容隔离层的优势在于尺寸大小和能量传输效率高, 以及对磁场的抗干扰能力。前者使低功耗、低成本集成隔离电路成为可能;后者 则使电容隔离层在饱和或高密度磁场环境下运行成为可能。其缺点是没有差分信 号,并且信号共用传输通道,这一点与变压器不同。这就要求信号的频率要远远 高于噪声预期频率,这样隔离层电容才能呈现出信号低阻抗、噪声高阻抗。 在目前的电力电子装置中,大多采用电感耦合技术进行隔离。该技术比较成 熟,并且在传输功率方面具有有很大的优势。这些装置通常是在需要隔离的地方 设置独立的包括变压器原边和副边的工作电源。有一些装置混合使用了光耦合技 术,比如TLP521器件、光纤通信等在电路中使用。但是,高电压隔离强度的要 求给隔离变压器的工艺和结构都带来很大困难,特别是类似分布式的电源系统需 要多路隔离电源的场合,隔离变压器的结构复杂,成本高昂。在一些高压电源中 采用了具有体积小、重量轻、耐高温、结构简单、不易击穿、制作工艺简便并且 无电磁干扰的压电陶瓷变压器H1,但其隔离电压一般不高(数kV以内),可靠性 也较低。至于超过lOkV以上的隔离要求,常规变压器技术难以满足隔离要求。 浙江大学硕士学位论文1.1.2 短路故障 众所周知,电力工业是保证国民经济发展的重要基础产业。电网事故的发生, 不但使国家企业经济效益受到损失,而且对电力用户和人民的生活都将造成严重 的影响。 在各种各样的电力系统事故中,电路短路是危及电力系统安全稳定运行、导 致电网大面积停电甚至电网瘫痪等最为常见的严重故障之一。短路点的阻抗突然 变得非常小,电压输入时短路电流就变得非常大。巨大的短路电流通过导体时, 一方面会使导体大量发热,造成导体过热甚至熔化,以及绝缘损坏;另一方面将 产生很大的电动力作用于导体,往往会产生电弧,不仅能烧坏故障元件本身,也 可能烧坏周围设备甚至伤害周围人员。短路故障同时引起系统电压大幅度降低, 特别是靠近短路点处的电压降低得更多。网络电压的降低,使供电设备的正常工 作受到损坏,可能导致工厂的产品报废或设备损坏,如电动机过热受损等。同时, 系统功率分布的突然变化和电压的严重下降,可能破坏各发电厂并联运行的稳定 性,使整个系统解列,某些发电机可能过负荷,甚至必须切除部分电力用户来解 决问题。 短路故障的破坏程度,主要取决于短路电流的大小。近年来,随着我国电力 建设的不断发展,用电的负荷不断增加,低阻抗大容量变压器应用更加广泛,发 电厂及发电机单机容量不断增大,以及各大区电网进行互联等,都使得电力系统 的短路电流水平不断提高。许多地区,特别是沿海经济发达地区,电网的短路电 流水平已经直逼甚至已经超过电力规程所规定的最大允许范围。于是,对电力系 统安全稳定运行以及系统中的各种电气设备提出了更为苛刻的要求。如何控制短 路故障,如何对短路故障进行反应已成为目前我国电力系统安全稳定运行和电力 建设、发展的迫切问题。目前还没有相应大容量断路器可供选配,一旦发生短路, 将遇到目前的断路器难以开断短路电流的难题。 因此,需要一种能够适应高电压工作环境下的限流技术,在电力系统发生短 路故障时能够将短路电流迅速限制在远低于可能的最大短路电流范围内,那么可 以极大地减轻断路器等各种电气设备的负担,提高电力系统安全稳定运行的可靠 浙江大学硕上学位论文1.2分布式电源的发展 目前,在需要高电压隔离强度的电力电子装置中,均设置独立的包括原边、 副边的整套工作电源,电路复杂,效率低,体积大,成本高,可靠性低。有些电 力电子装置使用带有电压泵的专用单电源驱动电路,虽然可以省掉复杂的多路隔 离辅助电源,但这种专用电路具有局限性。随着电子设备系统、控制系统的集成 化和可靠性要求,集中式供电电源显得心有余而力不足了。 分布式开关电源系统(DPs)可以提供不同频率、不同电压、不同功率等级 等指标的电路模块,具有体积小、重量轻、变换效率高和可靠性高等优点。DPS 的总线结构分为直流和交流两种。 直流总线结构有两级DC-DC变换,需要完成两级逆变与整流,整个系统的效 率总体来说并非最优。而由于低噪声和成熟的DC—DC变换技术使得这种结构广为 流行。 交流总线结构相对直流结构减少了级数,效率更高,电压电流容易变换。并 且能够有效隔离接地噪声,高压灭弧简单,通过分布式变压器即可实现无连接器 式连接等。它的缺点是:交流总线容易产生EMI干扰,实用的最大总线kHZ。设计的负载变换器应该具有很高的功率因数和较低的输入电流谐 波畸变。 图1.1两种交流分布式系统框图DPS的交流总线可以分为电压母线和电流母线两种模式,组成结构如图1.1 所示。电压型分布式系统通过双线并联,电压值为整定值,变压器副边电路模块 以并联形式连接到电压母线。该方案比较适合在PCB板上应用,但对于空间分布 式供电,每路变压器副边模块都需要引两条线路连接到隔离变压器,将导致引线 复杂。而电流型母线属于变压器副边模块单线串联模式,整定值为电流,可以限 定最大短路电流。就这些方面来说,在高电压应用场合中电流母线方案较电压母 浙江大学硕士学位论文线方案具备更加优良的特性。 目前,对交流电流母线供电方式的研究比较少,对交流电流母线实现多路输 出分布式系统的研究更少。本课题的相关研究者利用Buck电流馈电全桥拓扑产 生高频交流电流,通过单根电流母线电缆,以及高频高电压隔离变压器,将电流 型副边稳压电路应用于电力系统固态限流器晶闸管的驱动中,实现了电源的高电 压隔离与空间分布式性能。为减小体积(有利于防护)、提高效率,目前电流型 副边稳压电路的研究正逐步从线性电路向开关型电路转变。 1.3 电流型副边稳压电路的发展 国外对于电流源输入、稳定电压输出的副边稳压电路调整模块的研究不多, 相关的资料少见。国内的研究主要包括了本课题相关的一些早期研究成果。电流 型副边稳压电路的实现主要包括线性稳压电路以及开关型稳压电路两种拓扑。 图1.2副边小功率线性稳压电路早期研究的电流源输入、稳压输出的线所示,该电路输 出功率小于15W。其工作原理为:高电压隔离变压器传递过来的交流电流经全桥 整流后给输出电容充电,分压电阻R3上的电压随之升高,一旦输出电容上的电 压超过设定值,分压电阻R3上的电压将超过TL431内部基准电压2.5V,于是 TL431导通,三极管导通,开关管门极电压升高。随着输出电压越高,TL431的 参考端电压越高,TL431的导通电流越大,开关管的门极电压越高,导通脉宽越 宽,电路形成一个负反馈,从而达到输出电压稳定的目的。 该线性电源线路、结构简单、故障率低、可靠性高、瞬态响应速度较快,并 浙江大学硕十学位论文且没有开关引起的EMI干扰,隔离性能好,负载稳定度高,输出电压波纹比较小。 但是,该电源存在一些不足:整流部分利用了四个二极管的全桥整流,由于 二极管的前向导通压降的存在,损耗相对比较大,并且二极管带来的反向恢复问 题将对电路造成不利影响;开关管处于线性工作区,而非开关状态,线性工作区 的电阻值远远大于开关管的导通电阻,损耗较大;该拓扑空载时的损耗将全部由 开关管承担,不仅增加了开关管的散热难度,大大限制了输出电流,还造成空载 状态电路效率极低。 之后,本课题的相关研究人员提出了与开关管串联大功率电阻来解决开关管 空载时大量发热的问题。在图1.2电路的基础上,与开关管串联了一个大功率电 阻R8,该电阻在电路空载时可以分担绝大部分的开关管的功率损耗,减小了开 关管的功率负担,如图1.3所示。相对来说,电阻对散热的要求远远没有开关管 那么严格,该方法比较有效地解决了在大功率输出情况下的开关管损耗问题和散 热问题。但是,该功率电阻的阻值越大,开关管的分流作用越小,这将影响电路 的瞬态响应速度,另外,该方案基本没有提升电路的效率,只是将原来开关管的 损耗利用功率电阻消耗了一部分,整个电路的损耗基本没有减少。 图1.3中等功率线性副边电路 从电流源输入的线性稳压电路的研究成果可以看出,线性电路存在很多不足 之处: 首先,由于开关管处于线性工作区,线性工作区电阻值远远大于导通电阻, 导致开关管损耗较大,开关管热效应也越明显。除需要选用功率裕量大的开关管 外,必须加入散热片甚至风扇辅助散热,将导致模块体积增大,容易引入EMI 干扰,同时增加高电压工作环境驱动电源的绝缘难度。 浙江大学硕+学位论文另外,一些电力电子器件比如晶闸管,其驱动只需要一个电流脉冲,驱动电 源模块更多处于空载状态。而线性电路在空载状态下的损耗非常大,输出功率基 本浪费在开关管和串联电阻上,使电源的输出电压和功率等级都受到限制。 考虑到开关电源具有功耗小、效率高、体积小、重量轻、纹波小、形式灵活 多样等优点,于是,研究者针对线性稳压电路的不足提出了从电流型线性电源向 电流型开关稳压电源进行转变。 早期的研究者对于电流型副边开关拓扑的研究主要是基于理论和实验性质, 电路拓扑如图1.4所示。该变换器为开关频率87kHz,输出电压15V,输出功率 小于5.7W的电流源输入开关型稳压电源。其工作原理为:通过输出电压反馈至 PWM芯片,产生P1j|『M脉冲调整开关管的占空比,达到输出电压稳定的目的。该研 究主要是为了验证电流源输入开关型稳压拓扑方案可以实现,并没有研究多路副 边开关电路模块共同工作时的状况。另外,电路的输出电流偏小,且整流部分仍 旧采用了四个二极管组成的全桥拓扑。 图1.4小功率副边开关型电路 之后,本课题的研究者进行了8路电流源副边开关型拓扑的分布式电源设 计。每路开关型副边电路的输出电压为36V,功率为lOOW。每一路都设计了一套 反激电路作为辅助电源,由PWM芯片来控制开关管的占空比。该PWM芯片采用了 500 kHz的开关频率,为母线倍。整流部分不再采用全桥整流, 而是采用了只有两个二极管的全波整流方式。对于输入电流一定的电流型拓扑, 全波整流的损耗无疑只有同等电流全桥整流方式的一半。电流馈电的开关型副边 稳压电路无论是输出功率等级、模块体积、模块重量、电路效率等,相对线性拓 扑都有极大的改善,并且实现了电流源输入的开关型稳压电路的空间分布式性 图1.5中等功率开关型副边电路该研究者还指出多路副边开关管的开关状态不同步对电流母线存在严重影 响,多路副边的开关频率与母线电流频率需要匹配的问题。尽管采用了母线倍的开关频率控制副边开关管,该研究者没有很准确地对匹配机理进 行阐述,并且开关高频动作会带来EMI干扰,增加硬开关状态下开关管的开关损 耗。由于该拓扑额外设计了一套反激电路作为辅助电源,模块体积仍然比较大, 不利于高压环境下的EMS防护和模块安装。另外,在低压大电流的拓扑中,由于 二极管的前向导通压降比较大,整流二极管的损耗相对较大,必须添加散热器进 行热处理,无疑又增加了模块体积,更容易引入EMI干扰。 1.4本次课题研究的主要目标 本次课题提出的电流型高电压隔离开关电源,就是基于能够整定短路电流值 的交流电流母线的分布式系统,利用单根交流母线单匝穿过隔离变压器来实现高 电压隔离强度的要求。 本课题以高效率、同步驱动、模块小型化为原则,优化电流型副边拓扑,同 步PWM脉冲实现副边开关管降频工作,输出多种电压指标满足晶闸管等高压大电 流功率管器件的门极驱动电源的要求。由于所驱动的晶闸管的驱动电流大致在 30—200mA,平均驱动功率大致为3w,所以,本课题设计的副边开关电源模块输出 为5V等多等级电压,输出功率为10W。 根据以上相关研究状况的介绍,基于前面研究者的相关研究成果,针对其不 足之处,本次课题提出了以下主要研究目标: 对同步整流的驱动波形进行设计,减小电路损耗;减少散热器的使用,电源模块体积小,尽量减少EMI引入的可能; 按照课题要求完成整机设计与测试。 浙江大学硕上学位论文参考文献 [11 DusanM.Raonic,“SCR Self-Supplied GateDriverfor Medium VoltageApplicationwith Capacitor StorageElement”,IEEETransactionsonIndustryApplications, Volume36, No.1,January/February2000:Page(s): 212—216. 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Abraham 1.Pressman.Switching Power SupplyDesign(SecondEdition)【M】,电子工业出版社,2006. 林渭勋,”现代电力电子电路”,浙江大学il=l版社。2004年3月. 11 浙江大学硕士学位论文 第二章 电流泵与电流源副边开关变换器 2.1 原边电流泵产生系统 在分析原边电流泵系统与电流源副边开关电路匹配问题之前,首先对参考文 献[1]中使用的、也是现有的电流泵设计方案进行概要介绍。 Il丁电 图2.1电流泵结构框图 原边电流泵方案的结构框图如图2.1所示,市电输入经过第一级拓扑——功 率因数矫正电路(PFC)。由于传统利用大电解电容滤波的拓扑中,整流桥输入的 电流为脉冲形式,电流谐波含量大、功率因数低,并且谐波电流中含有高频成分, 对电源电磁兼容性能造成不良影响,高次谐波倒流入电网,会引起严重的谐波污 染,造成严重危害。因此,电流泵的第一级拓扑为功率因数矫正电路(PFC),该 电路可以减小对电网的谐波电流输入以及电磁干扰,为后级电流泵电路提供稳定 的电压。 尔后,经过Buck电流馈电电路,省去了传统Buck电路的输出大电解电容, 直接利用Buck电路中的电感作为输出电感,即电流的“源",加入适当的反馈控 制就能够产生较为稳定的直流电流。 然后经过全桥逆变电路,将直流电流逆变成一定频率的交流电流,全桥逆变 后的电流进行滤波后通过单根交流电流母线和高电压隔离变压器将电流传送至 多路副边模块。 12 浙江大学硕士学位论文 由电流泵的结构框图2.1可以看出,多路副边电路模块是通过电流母线和隔 离变压器以串联的形式呈现。 图2.2Buck电流馈电全桥电路 下面详细介绍一下Buck电流馈电全桥电路的工作状态和软开关过程。图2.2 即为Buck电流馈电全桥电路,它适合于输出大功率和多路高电压的场合。通常 设置全桥开关管有部分死区时间,只有在高温重负载等特殊情况下全桥开关管会 出现共通状态,在电流馈电模式下并不会带来共通短路危害。在正常工作下该电 路能实现软开关,减少了开关损耗,提高了电路效率。 以半个母线电流开关周期为例,该变流器可分成6个工作阶段,每个阶段的 等效电路如图2.3所示,具体工作过程描述如下: 阶段1[t。~t。]:开关管Q:。。,导通。由于Buck输出电感L0很大,可以视Lo 为一个恒电流源。母线电流,即通过L.的电流i。等于L。的电流I。,Q3结电容 两端电压为Vo。t,时刻,开关管Q2。。,门极信号变低,该阶段结束。 阶段2[t.~t。]:t。时刻,开关管Q。关断,电路开始进入全桥门极驱动死 区阶段。假设外加电感比较大,在很短的时间内,电流i。能维持在I。不变。Q。。。, 结电容电压维持在Vo不变。Lo对Q州,的结电容进行恒电流充电,结电容两端电 压线性上升至(Vd—Vo),此阶段结束。 阶段3[t:~t。]:t。时刻Buck输出电压上升至Vd,二极管D。导通使电压箝 位。Lo的输出电流全部通过二极管D:。同时Q。。。,结电容放电、Q。。。,的结电容充 电以维持i。等于I。不变。由于电压箝位,电容充放电的速度一致,所以Q:、Q。、 L。回路和Q。、Q。、L。回路电流均为I。/2。当Q3。。,结电容电压下降至零,其体二 极管导通,漏源极电压保持为零,为其零电压开通创造了条件。当Q3。。,门极电 压变成高电平,该阶段结束。 浙江大学硕士学位论文 阶段4It。~t。]:t。时刻结束死区阶段。通过二极管D:的电流变为(iL+I。)。 此时,L。承受(Vo+Vd)的反向压降,i。将线性减小,直到t。时刻i。等于零。 阶段5[t。~t。]:此阶段通过L。的电流开始反向,二次侧折算至原边的电压 也随之反向,L。承受正向压降(Vd—Vo),L。与D:换流,i。线性增大,当iL--I。 时,D2零电流关断,标志该阶段结束。 阶段6[ts--一t。]:D2零电流关断时刻,Q:。。,结电容两端的电压为Vd,Q:和Q4 的结电容与L。开始谐振。Q:。。,结电容两端电压下降,i。将略大于I。。二次侧的负 载和输出电容将吸收多余谐振电流,直到Q:结电容电压维持在Vo不变,该阶 段结束。 阶段6结束后,电路开始重复以上6个阶段的工作状态,只是L,的电流以 及二次侧折算至原边电压的方向与前半个周期对应的阶段相反。 阶段I‰~‘l】阶段3【t2~t3】 阶段2【tl~t21阶段4【t3~啪 阶段5~嘲 阶段6k~q 图2.3Buck电流馈电全桥电路工作阶段 只要设计好电感L。与全桥开关管的死区时间,即可实现该拓扑全桥开关管 14 浙江人学硕上学位论文 零电压开通。为了实现零电压开通,开关管的门极驱动应在其体二极管导通之前 变高,则最小死区时间为: 同时要保证死区时间内,外加电感电流还未过零反向,所以死区时间最多维持到外加电感电流过零时刻。最大死区时间为: 式2-22.2 电流源副边电路及建模 电流源开关型副边电路的功能是将输入的交流电流转化为稳定的电压输出。 传统的Boost电路和电流源开关型副边电路的主电路拓扑如图2.4所示。传 统的Boost电路前端为直流输入电压与输入电感,与传统的Boost电路不同,在 电流型的副边拓扑中,高电压隔离变压器承担了“源”和“Boost输入电感”的 角色。 图2.4传统Boost电路与电流源开关型副边电路主拓扑电流源副边开关型变换器与传统的Boost电路的工作原理基本相同,同样存 在两种工作状态,如图2.5所示,通过调整开关管的导通占空比来调节传送至负 载的电流以达到稳定电压输出的目的。具体工作原理如下:开关管Q以固定导通 占空比D工作,当开关管导通时,电流源相当于短路,续流二极管断开,折算至 15 浙江大学硕上学位论文 隔离变压器原边的电压为零;当开关管关断时,续流二极管导通,电流源对输出 电容充电,这时,该副边开关型变换器折算至隔离变压器原边的电压助为: 1Io=Voutx(1一D)/N 其中,Vout为每路副边的输出电压,隔离变压器的匝比为1:N。传统的Boost电路输出电 Vout与直流输入电压.Vin的关系为: 图2.5电流源开关型副边变换器两种工作状态作为电流源输入的稳压拓扑,以现有成熟的技术,就其反馈控制方式来说, 还是通过采样输出电压反馈调节开关管Q的占空比维持输出电压稳定的方式简 单易行。从表达式2—4可以看出,传统的Boost电路是通过负反馈环控制开关管 的导通占空比保持输出电压稳定。而电流源开关型稳压电路的输出电压与整流后 的输入电流砌的关系为: Vout=Iinx(1一D)xZ 式2-5 其中,Z为输出阻抗。可见,与传统的Boost电路不同,电流型的开关型稳 压电路应该采用正反馈环进行开关管的导通占空比控制。 利用开关周期平均变换的方法,可以求得电流源输入副边开关变换器的模型 以及小信号等效电路。 16 浙江大学硕十学位论文 图2.6电流源副边开关型变换器 (吃(f)>£=Vout<‘(f)>L=Iin 经过开关周期平均变换后,电流源输入的副边开关变换器的等效电路如图2.7所示。 《1-D):1 图2.7经开关周期平均变换后的电流源副边开关变换器加入扰动后可以求得该变换器小信号交流等效模型如图2.8所示。 图2.8电流源副边开关型电路小信号模型其中,Rc为输出电容的ESR——等效串联电阻 输入电流至输出电压的传递函数为: 17 浙江大学硕士学位论文 式2-8式2-9 由于母线电流是通过Buck电路的输出电感产生。通过上文对副边电路的两 种工作状态分析可知,折算至隔离变压器原边的电压值取决于副边电路处于何种 工作状态。 Vd 图2.9电流泵等效电路假设总共有n路输出电压为‰的副边开关同步的电路,并且隔离变压器的 匝比均为1:N。由于多路副边以串联方式呈现,于是,电流源副边开关管同时导 通时,折算至隔离变压器原边的电压为零;当开关管关断时,续流二极管导通, 电流源对输出电容充电,折算至隔离变压器原边的电压为: Vo=nxVoutx(1一D)/N 式2—10 也就是说,电流馈电型的Buck电路输出电感的伏秒平衡特性不同于传统的 Buck电路,此时的伏秒特性具有一定的特殊性。不妨忽略Buck电路输出电感后 级的逆变、滤波、隔离变压器、整流等环节,来分析电流馈电型的Buck电路输 lg 浙江人学硕士学位论文 出电感伏秒特性,如图2.9所示。 假设电流源副边开关的开关频率为五,而电流馈电Buck电路的开关频率为 五。如果正>石,则场对于电流馈电Buck电路来说可以认为是一个定值,则输 出电感的伏秒特性与传统Buck电路相同。如果厶<五,情况有所不同。如图2.10 所示,V秘。、vgs。分别为副边开关型变换器的开关管Q:以及原边电流泵Buck电路 的开关管Qb的驱动信号,i。为Buck的输出电流。 图2.10电流源开关脉冲、副边开关脉冲及电感电流关系图 t。时刻,V。。。变成高电平,Qb导通,由于Q:也处于导通状态,i。的上升斜率 为魄厶,其中魄22万五;直到t。时刻V鹋。变成低电平,Qb关断,Lb短路,i。保持不变;而t。时刻V。。。变成低电平,Q:关断,i。开始以斜率 —nxVoutx(—1-Do)/N下 降,如果在这个周期内i。平均电流高于设定值,则母线给副边电路充电的电流增大,副边电路经过PWM芯片调整后的占空比将增大,开关管Q:的导通时间更 长。到t。时刻Q:导通时,Lb短路,i。维持不变。由于采样到Buck电路PWM控制 芯片的电流增大,与内部锯齿波比较后得出的占空比由D。变小至D。。t。时刻Qb i。以斜率魄L6上升;直到t:时刻Qb关断,k短路,采样电流又增大,开关管Qb占空比由D。变小至D:。可以看出,如果原边电流泵与副边开关型 变换器匹配不合理,Buck开关管的占空比将越来越小,而副边电路的占空比越 19 浙江大学硕士学位论文 来越大,甚至导致整个电路不能稳定工作。 从以上过程理论分析可以得知,要使得整套电路稳定正常工作,原边电流 泵与电流源副边开关电路需要匹配工作,匹配设计应该注意以下几点: 如果Buck电流馈电电路输出电感比较大,其电流纹波比较小,对副边

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